Урок 11

 

ЧАСТОТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

  В спектре частотно-модулированного сигнала (ЧМС) нет состав­ляющей с частотой модуляции, и поэтому частотный детектор, так же как и амплитудный, должен обладать нелинейными свойствами и обес­печивать преобразование ЧМС в напряжение, изменяющееся по зако­ну модуляции. Простейшим детек­тором ЧМС может служить детек­торный каскад АМС, входной ко­лебательный контур которого рас­строен относительно немодулированного сигнала промежуточной частоты f_0.

На рис. 13.17 показана резо­нансная характеристика 1 входно­го контура детектора, имеющего резонансную частоту f_р.

                  

Входной  контур детектора на­страивается   так,    чтобы   частота сигнала f₀ соответствовала середине одной из боковых ветвей резонансной характеристики,  а изменение частоты сигнала находилась в пределах этой боковой ветви.

Пусть частота f₀ соответствует точке О на характеристике. В этом случае при постоянной амплитуде ЧМС с ростом промежуточной час­тоты будет увеличиваться амплитуда напряжения на контуре. При по­нижении частоты амплитуда напряжения на контуре уменьшается.

При расстройке колебательного контура относительно немодули-рованной промежуточной частоты f₀ закон изменения амплитуды на контуре с некоторой погрешностью повторяет закон частотной моду­ляции сигнала. Если промежуточная частота изменяется во времени по кривой 2, то амплитуда напряжения на контуре U_K будет изменяться по кривой 3, близкой к кривой 2.

Подавая такое напряжение на обычный амплитудный детектор, получим на выходе детектора напряжение, изменяющееся по закону, близкому к закону модуляции ЧМС.

Рассмотренное изменение амплитуды сигнала промежуточной час­тоты тем точнее повторяет закон частотной модуляции, чем прямоли­нейней боковая ветвь резонансной характеристики контура, что на­ступает при больших расстройках контура относительно частоты f₀. При этом напряжение на контуре оказывается значительно меньше резонансного, что сильно понижает выходное напряжение детектора и, следовательно, его коэффициент передачи.

Таким образом, эффективность такого детектора ЧМС низкая, а нелинейные искажения очень велики. Поэтому для детектирования ЧМС применяют специальные частотные детекторы. К ним относятся балансные частотные детекторы со связанными, настроенными на промежуточную час­тоту контурами, балансные с взаимно расстроенными контурами, дробные детекторы и квадратурные детекторы. Так как детекторы с рас­строенными контурами находят в при­емниках меньшее применение, так как они сложнее в устройстве, этот тип де­тектора рассматриваться не будет. Все частотные детекторы содержат преобра­зователь частотной модуляции, преобра­зующий изменение частоты ЧМ-сигнала в пропорциональные изменению частоты изменения амплитуды, и два Аико­вых диодных амплитудных детектора. Для устранения паразитной амплитуд­ной модуляции ЧМ-сигналов в состав преобразователей модуляции вводятся амплитудные ограничители, включаемые до частотного детектора. Амплитудные изменения ЧМ-сигнала обусловливаются Аинием различного вида помех, а также неравномэрностью частотной ха­рактеристики приемника в полосе пропускания ВЧ-тракта, за счет чего сигналы спектра, частота которых мало отличается от несу­щей, Аиеиваются в большей степени, чем сигналы крайних боко­вых частот. В результате ЧМ-сигнал дополнительно модулируется по амплитуде. Для устранения этих амплитудных изменений сигнала применяется ограничительный каскад, в котором используется не­линейность характеристик усилительного прибора, за счет чего проис­ходит ограничение амплитуды, как показано на рис. 13.18, а, б.  На рис. 13.18, а показа­ны частотно-модулированные колебания с амплитудным изменением, а на рис. 13.18, б — те же колебания, амплитуды которых с по­мощью ограничительного каскада ограничены уровнями а—б (а'—б').

Рассмотрим работу балансного детектора со связанными контура­ми, схема которого представлена на рис. 13.19. В детекторе преобразование частотной модуляции осуществляется при помощи двухконтурного полосового фильтра (L1C1 и L2C2), настроенного на промежу­точную частоту. Первый контур включен в выходную цепь транзис­тора Т₁ работающего в режиме амплитудного ограничения, и связан со средней точкой второго контура сравнительно большой емкостью С.

Дроссель высокой частоты Др применяется для того, чтобы сравни­тельно большая емкость С не подключалась к первому контуру через емкость С2 и не вызывала его расстройку. Индуктивность должна превышать в 10—20 раз индуктивность контура. Конденсаторы С1 и С2, выбираются так же, как во всех амплитудных детекторах, чтобы обес­печить отсутствие нелинейных искажений за счет инерционности нагрузки.

Рассмотрим работу детектора в двух случаях: принимаемый сигнал не модулирован и, следовательно, ∆f=0, принимаемый сигнал про-модулирован, т. е. ∆f≠0. В последнем случае при уменьшении часто­ты принимаемого сигнала ∆f < 0, а при увеличении ∆f > 0.

В первом случае, когда ∆f = 0, к диоду Д1 прикладывается напря­жение U_д1, представляющее собой векторную сумму напряжений на первом контуре U_m1 и верхней половине второго контура U_m2/2. Ана­логично, напряжение, прикладываемое к диоду Д2, представляет собой векторную сумму напряжений на первом контуре и напряжения на половине второго контура. Для того чтобы выяснить закон изменения этих напряжений, построим векторные диаграммы (рис. 13.20, а—в). Для удобства построения предположим, что активные сопротивления потерь контура малы. Напряжение на первом контуре U_ml создает в катушке этого контура ток I_L1, отстающий от напряжения U_ml на 90°. Этот ток в катушке второго контура наводит э. д. с. Е₂, отстаю­щую по фазе от этого тока на 90°. Если промежуточная частота прием­А совпадает с частотой настройки контуров, то ток во втором кон­туре и его катушке L₂, создающейся за счет э. д. с. Е₂, будет совпадать по фазе с этой э. д. с. За счет протекания этого тока на катушке вто­рого контура, а следовательно, и на втором контуре будет действовать напряжение U_m2, опережающее ток на 90°. Напряжение на втором контуре U_m2 отстает по фазе от напряжения на первом контуре U_m1 на 90°. Напряжение, подводимое к диоду Д₁ равно геометрической сумме этих напряжений, как это показано на векторной диаграмме рис. 13.20, а. Напряжение, подводимое к диоду Д₂, находится таким же образом, но располагается в левой ветви векторной диаграммы, поскольку напряжение U_m2 в средней точке катушки делится пополам и на векторной диаграмме показано двумя векторами U_m2/2, сдвину­тыми относительно друг друга на 180°.

Таким образом, при отсутствии модуляции, когда ∆f = 0, на диоды Д₁ и Д₂ подаются равные напряжения U_д1 и U_д2 и в цепях дио­дов Аиеекают равные токи, направление которых показано в схеме рис. 13.19. Цепь постоянного тока для диода Д₁ замыкается через его нагрузку резистор R_н дроссель Др и верхнюю половину катушки вто­рого контура. Цепь постоянного тока диода Д₂ замыкается через его

нагрузку резистора R₂, дроссель Др и нижнюю половину катушки второго контура. На резисторах R₁ и R₂ при равенстве их сопротив­лений создаются равные, но противоположные по знаку напряжения U₁ и U₂, в результате чего напряжение между точками А и Б, а следо­вательно, и выходное напряжение детектора равны нулю.

При приеме модулированного сигнала, как было сказано, ∆f≠0. При уменьшении частоты принимаемого сигнала ∆f < 0, а при увели­чении ∆f> 0. Предположим, что в данный момент частота принимае­мого сигнала уменьшается, тогда второй контур, являющийся после­довательным к э. д. с. Е₂, для тока I_L2 имеет емкостный характер и, следовательно, этот ток опережает создающую его э. д. с, но так как напряжение на втором колебательном контуре U_m2/2 опережает созда­ющий его ток на 90°, то угол φ между векторами U_m1 и правой ветвью U_m2/2 уменьшается (φ < 90°), при этом увеличивается напряжение U_д1, действующее на диод Д₁ и соответственно уменьшается напряже­ние U_д2, действующее на диод Д₂ (рис. 13.20, б). В цепях диодов в этом случае будут протекать неравные токи и напряжение U₁ будет больше напряжения U₂. Так как результирующее выходное напряжение опре­деляется разностью напряжений U₁ и U₂, а его полярность — поляр­ностью большего из указанных двух напряжений, то выходное напря­Аие детектора будет положительным. При увеличении частоты сигна­ла ток I_L2 будет отставать от Е₂ и, следовательно, угол φ увеличится (φ > 90°), как показано на рис. 13.15, в, при этом увеличится напря­Аие, подводимое к диоду Д₂ и выходное напряжение детектора ста­нет отрицательным. Величина угла сдвига фаз φ между векторами U_m1 и U_m2/2 зависит от величины отклонения частоты ∆f. Чем больше ∆f тем больше угол сдвига фаз φ, следовательно, больше разность напря­Аие, приложенных к диодам Д₁ и Д₂, и, как следствие, больше вы­ходное напряжение детектора. Нетрудно видеть, что выходное напря­Аие детектора изменяется по закону частотной модуляции входного высокочастотного сигнала.

Фильтр R_фC_ф, так же как п в детекторах АМС, служит для фильтра­ции высокочастотного напряжения, но, кроме того, корректирует час­тотную характеристику частотного детектора в зоне верхних частот модуляции с целью компенсации результата специального подъема

частотной характеристики в зоне верхних частот, осуществляемого в передатчиках ЧМ-сигналов.

Качество работы частотного детек­тора характеризуется формой его ха­рактеристики (рис. 13.21), показываю­щей зависимость выходного напряже­ния детектора U_выхd от девиации частоты при модуляции на ± ∆f_mах. Если изменение частоты на ±Ωfmax на­ходится в пределах полосы пропус­кания контуров П, то выходное на­пряжение детектора изменяется про­порционально изменению частоты входного сигнала, что соответст­вует прямолинейному участку характеристики. В этом случае за­кон модуляции частоты радиосигнала воспроизводится без нели­нейных искажений. Если изменение частоты на ±∆f_mах выходит за пределы полосы, то это приводит на крайних частотах модуляции к уменьшению напряжения на выходе детектора (работа на криволи­нейных участках характеристики) и, следовательно, к появлению значительных нелинейных искажений. При девиации частоты ∆f_mах = ±50 кГц для высококачественной работы частотного детектора полоса пропускания его контуров должна быть 240—260 кГц.

 

Дробный детектор

 

Рассмотрим работу дробного детектора, схема которого представ­лена на рис. 13.22. В отличие от рассмотренного выше детектора он нечувствителен к быстрым амплитудным изменениям ЧМ-сигнала, благодаря чему можно не применять амплитудного ограничителя. Кроме того, он позволяет уменьшить требуемый коэффициент усиле­ния УПЧ, так как при отсутствии ограничителя амплитуд действует при меньшем входном напряжении сигнала. Указанные особенности дробного детектора способствовали его широкому применению в при­емниках массового использования. В качестве преобразователя моду­ляции, как и в детекторе по схеме рис. 13.19, используется настроен­ный двухконтурный полосовой фильтр, состоящий из С₁L₁, C₂L₂ и катушки связи L_3. Катушка L₁ индуктивно связана с катушками L₂ и L₃. Существенное отличие данной схемы от рассмотренной ранее заключается в том, что изменена схема включения диода Д₂. В резуль­тате этого диоды к вторичному контуру L₂C₂ включены последователь­но. Кроме того, параллельно резисторам R1 и R2 включен конденсатор С большой емкости (5—10 мкФ). За счет этого постоянная времени т = C/R1 + R2 = (0,1 ÷ 0,5) с оказывается больше периода самой низкочастотной составляющей модулирующего сигнала. Благодаря этому сумма постоянных напряжений U1 + U2 между точками A, Б (рис. 13.22) остается практически неизменной при быстрых изменениях амплитуды напряжения на диодах Д1 и Д2 и создает на них постоян­А смещение. При быстром увеличении амплитуды на входе детек­тора входное сопротивление диодов уменьшается, контуры L1С1 и L2C2 больше шунтируются, напряжение на них уменьшается и уменьшается амплитудная модуляция ЧМ-сигпала.

Резисторы R₀ = 100 ÷ 200 Ом подавляет паразитные колебания в цепи L3, a R'1 и R'2 симметрируют плечи детектора.

Принцип работы дробного частотного детектора мало чем отли­чается от принципа работы ранее рассмотренного балансного детек­тора. Напряжения Uд1 и Uд2, прикладываемые к диодам Д1 и Д2, пред­ставляют собой векторную сумму напряжений Um3 и Um2/2. Напря­жение Um3, действующее на катушке L3, при сильной связи между Аатушками L1 и L3 совпадает по фазе с напряжением Uml, указанным на векторных диаграммах (см. рис. 13.20, а, б, с). Цепь постоянного тока I диодов Д1 и Д2 замыкается резисторами R1 и R2 и катушкой L3. Когда входной сигнал не модулирован (∆f = 0) на резисторах R1 и R2, при равенстве их сопротивлений напряжения U1 и U2 также будут равны. Напряжение между точками А и Б равно сумме напряжений: U1 + U2. Напряжение между точкой В и шасси, а следовательно, и выходное напряжение детектора равны нулю. Название схемы — «дроб­ный детектор» или «детектор отношений» — объясняется тем, что вы­ходное напряжение Uвых зависит от величины дроби U1/U2. При моду­лированном входном сигнале может быть, как было рассмотрено ранее, ∆f < 0 или ∆f >> 0, при этом амплитуды напряжений на диодах будут меняться. Если на одном диоде напряжение увеличивается, то на другом диоде в это же время уменьшается, что приводит к соответствующему изменению токов протекающих через диоды. В одном из диодов ток возрастает на величину ∆I₁ а в другом уменьшается на величину ∆I₂ = —∆I₁ где I — ток, протекающий через каждый из диодов при отсутствии модуляции.

Результирующее изменение тока, проходящего через резистор R₃, равно разности токов диодов:

I_Рез = I₁ – I₂ = I + ∆I₁ – I + ∆I₂ = 2∆I,

т. е. определяется суммой приращения токов ∆I₁ и ∆I₂, пропорцио­нальных переменной составляющей низкой частоты.

Ток I_рез, проходя через резистор R₃, будет создавать на нем напря­жение  U3 = I_резR_з.

Это напряжение изменяется во времени по закону изменения час­тоты входного сигнала, т. е. по закону модуляции ВЧ-сигнала. Так формируется низкочастотный сигнал на выходе дробного детектора.

 

ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

 

Фазовое детектирование необходимо в радиоприемниках фазово-модулированных сигналов, а также в системах автоподстройки час­тоты и фазы. Детектирование фазово-модулированных сигналов сво­дится к преобразованию их в амплитуднофазово-модулированные и

последующему их детектированию при помощи амплитудного детек­тора. Выходное напряжение фазового детектора зависит от сдвига фаз между двумя напряжениями: Uвхl и Uвх2. Напряжение Uвх2 называют опорным, поскольку отсчет фазы ведется относительно него.

Рассмотрим принцип действия и схему простого однотактного фазового детектора, представленную на рис. 13.23, а. На один вход фазового детектора подается напряжение U1 = Um1 cos (ωt + φ1), на второй U2 = Um2 cos (ωt + φ2).

Диод Д, конденсатор С и резистор R образуют схему последова­тельного амплитудного детектора. В зависимости от разности фаз ∆φ между напряжениями U1 и U2 напряжение, прикладываемое к диоду Uд, будет изменяться и выходное напряжение детектора U0 будет также изменяться.  При нулевом фазовом сдвиге результи­рующее напряжение, прикладываемое к диоду, будет максимальным, поэтому и U0 также будет максимальным.

Выходное напряжение детектора определяется как произведение коэффициента передачи детектора Kд на величину результирующего напряжения Uд:

U₀=КдUд.

Зависимость выходного напряжения U0 от разности фаз входных напряжений ∆φ (детекторная характеристика) представлена на рис. 13.23, в. Как видно из рисунка, напряжение на выходе имеет всегда положительную полярность и максимальную крутизну при фазовом сдвиге ∆φ = π/2.

Однотактная схема находит ограниченное применение, так как ее детекторная характеристика нелинейна, а также не может быть ис­пользована в системах автоподстройки вследствие того, что управ­ляющее напряжение таких систем должно изменять свою полярность в зависимости от знака фазового сдвига. На практике наибольшее применение получил балансный двухтактный детектор, схема которого представлена на рис. 13.24, а.

В этой схеме имеется два амплитудных детектора, на выходе кото­рых получается разностное напряжение, определяемое величинами токов диодов. Опорное напряжение подается между средней точкой Атушки связи Lсв1 и точкой соединения С1 и С2. Выходное напряжение равно разности напряжений в нагрузках детекторов:

U₀=U₀₁-U₀₂.           (13.33)

С учетом того, что U01 = КдUд1 и U02 = КдUд2, получим U0 = Кд (Uд1— Uд2). Рассматривая векторные диаграммы напряжений в схеме рис. 13.24, б, можно сделать вывод, что при фазовом сдвиге ∆φ = π/2 к диодам Д1 и Д2 прикладываются одинаковые напряжения Uд1 = Uд2, поэтому выходное напряжение равно нулю. При сдвиге фаз ∆φ< π/2 к диоду Д1 прикладывается большее по величине напряжение.

Квадратурный частотный детектор

    

  Квадратурный ЧД применяется в современной бытовой РЭА. Рассмотрим схему ЧД в интегральном исполнении на ИМС К174ХА6.

 

Рис.1.                        Рис.2.                           Рис.3.                             Рис.4.

                                               Временные диаграммы.

 

Схема содержит УПЧ из шести каскадов  ДУ с амплитудным ограничителем, фазовращатель, представляющий контур настроенный на ПЧ 10,7 МГц и квдратурный ЧД на трех ДУ. К выходу ЧД подключен ФНЧ с которого сигнал звуковой частоты подается на УЗЧ. Рассмотрим принцип работы ЧД.

Частотно-модулированный сигнал с выхода УПЧ подается на два ДУ VT1, VT2 и VT3, VT4. На третий ДУ сигнал с УПЧ подается через фазовращатель. Зависимость угла сдвига фазы φ фазовращателя от частоты показана на рис.1. Транзистор VT7 выполняет функцию ГСТ, на его базу подается смещение с  температурной компенсацией Uоп (на схеме смещение  не показано). Рассмотрим три варианта.

1. Девиация равна нулю f=f₀; временная диаграмма рис.3.

Угол сдвига фазы между сигналами на ДУ1, ДУ2 и ДУ3 φ=90º. Ток через ДУ1 и ДУ2 проходит только во время совпадения фазы сигналов. В результате на выходе получатся импульсы средней длительности. Импульсы подаются на ФНЧ и на его выходе будет сигнал постоянной составляющей Uвых. Сигнал звуковой частоты отсутствует, т.к. он на УЗЧ подается через разделительный конденсатор.

2. Девиация отрицательная f<f₀; временная диаграмма рис.2.

Угол сдвига фазы φ=0. Длительность импульсов на выходе ЧД увеличится, на выходе ФНЧ напряжение Uвых увеличится. Появится положительный полупериод сигнала звуковой частоты.

3. Девиация положительная f>f₀; временная диаграмма рис.4.

  Угол сдвига фазы φ=180º. Длительность импульсов на выходе ЧД уменьшится, на выходе ФНЧ напряжение Uвых уменьшится. Появится отрицательный полупериод сигнала звуковой частоты.

Таким образом, сигнал на выходе ФНЧ будет изменяться по закону девиации, т.е. ЧМС преобразуется в модулирующий сигнал.

s